强调延长电池使用寿命时，不能忽略待机模式下DC-DC转换器的电池功耗。本文着重讨论了脉冲频率调制(PFM)架构的解决方案，能够使设备在工作和待机状态下的功耗比达到1700:1。
商用DC-DC转换器在输入电压为12V、没有连接负载情况下的输入电流为7mA~40mA。这些转换器一般采用脉宽调制(PWM)控制器，然而，PWM控制器往往带有一个有源振荡器，即使DC-DC转换器的输出没有负载，振荡器也要持续消耗电池电流。
PFM控制器拓扑
脉冲频率调制(PFM)控制器采用两个单稳态电路，只有当负载从DC-DC转换器的输出消耗电流时才工作。PFM基于两个开关时间(最大导通时间和最小关闭时间)和两个控制环路(稳压环路和最大峰值电流、关闭时间环路)。
PFM的特点是控制脉冲的频率可变。控制器中的两个单稳态电路确定了TON(最大导通时间)和TOFF(最小关闭时间)。TON单稳态电路触发第二个单稳态电路TOFF。只要电压环路的比较器检测到VOUT跌落到稳压范围以下，将触发TON单稳态电路。导通脉冲时间固定为一个最大值，如果峰值电流环路检测到超过了电流门限，则可缩短该脉冲时间。PFM控制器的电流损耗是由电子器件的漏电流产生的，因而只有零点几个微安。相比之下，PWM控制器的内部振荡器则必须连续工作，电流损耗达到几个毫安。本文介绍的方案在采用PFM控制器拓扑时，12V电源供电下的电流损耗小于1mA。
本例中所使用电池组的标称电压为12V，而系统内部电路的工作电压为3.6V标称电压。图1所示为DC-DC开关电源的示意图。控制环路调节电压时，光电耦合器需要一个恒定电流流过变压器原边的LED。电流下限由光电耦合器在低端偏置电流的CTR(10mA时为63%，1mA时为22%)和响应时间的减小(20mA时为2μs，50mA时为6.6μs)决定。
图1，隔离型PFM反激DC-DC转换器原理
精密基准(U3)用于误差比较器，理论上可以选择TL431等器件。然而，这种应用中，由于VREF为2.5V，会使比较电压VA-Kmin非常接近输出电压3.6V，因此，不能使用TL431。VA-Kmin等于VREF与光电耦合器LED U2上的压降、R1压降之和。替代TL431有几个选择，最适合的集成电路之一是MAX8515A并联型稳压器，用于隔离型DC-DC转换器。MAX8515A的基准电压为0.6V，在-40℃~+85℃温度范围内的误差为1%。如果需要较低的输出电压，由于VA-Kmin=VREF(VA-Kmin=0.2V)不受限制，所以该电路依然是最佳选择。TLV431C可从多家供应商获得，其**能足以满足输出电压和精度要求(VREF = 1.24V，0℃~+70℃范围内的误差为1%)，所以，图1电路最终选择了这款基准。输出分压器(由电阻R5和R11组成)的电流损耗固定为7μA。因此，基准输入所需要的0.5μA电流以及温漂不会明显影响输出电压。此外，较低的输入电容，使得分压器输出端测得的电压也不会受相关延迟的影响。后一因素不再需要利用电容分压器来降低精密基准的输入电容。光电耦合器中，光电晶体管吸收60μA(| IFB |<60nA)的电流，该电流转换成小于230μA(CTR~26%)的LED电流。
控制电路
构建PFM控制器时，可采用MAX1771 BiCMOS升压型开关电源控制器(U1)提供所需的时序。电压控制环路的电阻应尽可能选择最大值。这一方案可平衡电流损耗和环路稳定**指标，所以，通过分压电阻的电流应小于7μA。由于滤波电容并非理想电容，所以漏电流中应考虑这一电流。滤波电容的漏电流小于20μA。为进一步降低这一电流损耗，可采用具有以下规格的陶瓷电容代替滤波电容：100μF、6.3V、X5R、1206(Kemet C1206C107M9PAC)。使用陶瓷电容可将电容漏电流降至几个微安以内。
图2，适合无线应用的DC-DC PFM转换器原型电路顶视图
图2所示PFM DC-DC转换器的原型电路仅消耗0.24mA的静态电流。电路板尺寸小于50mm x 30mm，输入电压范围为10V～15V(标称值为12V)时，可提供3.6W的输出功率，工作于300kHz开关频率。提供稳定的3.6V输出电压时，该转换器能够可提供最大1A的连续负载电流。该转换器采用反激结构(降压)，带有电压和电流反馈控制，并实现了电气隔离。该原型电路适合各种非连续数据传输的无线应用。模块的峰值电流达到3A，最大平均电流为1A。为降低电流峰值并避免影响无线通信时的**能，采用了参考文献1和3中介绍的技术。此外，原则上建议设计人员采用具有低等效串联电阻的大电容。
结论：
根据初步的行业调查，空载条件下具有低功耗的商用化隔离型DC-DC转换器通常具有大约20mA的最小电流损耗。因此，如果设计人员采用PFM方案，可以轻松实现低IQ、低电流损耗的隔离电源。本文所介绍的电源在空载条件下电流损耗只有0.24mA。
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